功率因数校正(Power Factor Correction)

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功率因数校正(Power Factor Correction)

1. 简介

对于一个整流电路，在输出端都会并联一个滤波电容(或者一排电容)，以让输出的直流能更平滑，然而滤波电容会造成交流输入电压与输入电流间的相位偏移。我们都知道功率因数的定义为有效功率与视在功率的比值，如果AC电压和电流间的相位差为φ，那么功率因数(PF)=cosφ。如果想要提高电路的效率，那就必须想办法提高PF。然而，对于整流电路，只有当AC电压大于滤波电容两端电压Vc时，才绝对值编码器会有输入电流，这种特性就造成了AC电流波形完全从正弦波偏离，会极大地影响功率因数。为了尽量使AC电流变回正弦波，我们引入了PFC电路。

电流I从正弦波偏离

<补充>关于PF=cosφ的推导：

1) 阻性负载

对于纯电阻负载，电压与电流间不存在相位差，所以PF=1。

P_{act}=\\frac{1}{2\\pi}\\int_{0}^{2\\pi}I_{M}sin\\theta\\cdot V_{M}sin\\theta d\\theta=\\frac{1}{2}I_{M}V_{M}=\\frac{I_{M}}{\\sqrt{2}}\\cdot \\frac{V_{M}}{\\sqrt{2}}=I_{rms}\\cdot V_室内空气检测治理{rms}

P_{apr}=I_{rms}\\cdot V_{rms}

∵ P_{act}=P_{apr}

∴ PF=1

阻性负载

2) 容性/感性负载

对于容性或感性负载，因为电压与电流间存在相位差，所以PF<1。

P_{act}=\\frac{1连山易}{2\\pi}\\int_{0}^{2\\pi}I_{M}si质粒转染n(\\theta+\\varphi) \\cdot V_{M}sin\\theta d\\theta=I_{rms}\\cdot V_{rms}\\cdot cos\\varphi

P_{apr}=I_{rms}\\cdot V_{rms}

∴ PF=\\frac{P_{act}}{P_{apr}}=cos\\varphi

容性负载2. PFC拓扑2.家庭保卫战1 被动式/无源式(Passive PFC)

使用了被动式PFC的全波二倍压整流电路的拓扑结构如下图所示。在被动式PFC中，电感被用来提高功率因数。

被动式PFC使用被动式PFC后的电流波形2.2 部分开关式(Partial-switching PFC)

与被动式PFC相比，部分开关式PFC增加了一个开关器件，通过延长电源电流输出时间来提高功率因数。当开关器件导通时，来自电源的电能会储存在电感中。因此，部分开关式PFC还具有boost的功能。

部分开关式PFC使用部分开关式PFC后的电流波形2.3 主动式/有源式(Active PFC)

最基础的主动式PFC(利用了boost电路)的拓扑结构如下。红色箭头代表了MOSFET导通时的电流路径，绿色箭头则是MOSFET关断时的电流路径。根据电流的导通模式湛江电大，主动式PFC可双眼皮全切过程以分成3种模式：CCM，CRM(BCM)，DCM。

基于boost电路陈赫为什么离婚的主动式PFC

① 连续导通模式(Continuous Conduction Mode, CCM)

在连续导通模式下，一直会有电流流过电感，因此MOSFET需要在电感电流变成0之前开通。通常来讲，CCM会工作在一个固定的频率下，以控制AC输入电流呈正弦波。和其他模式相比，CCM的优点是能够降低电感电流的纹波。其缺点是，当M初三物理OSFET开通时，滤波电容的电压会反向加在二极管上，由于正向导通时的少数载流子们依旧聚集在PN结两侧，在这个反向电压的作用下少数载流子会发生漂轻钢龙骨隔墙移运动，二极管会形成较大的反向电流。这个反向电流再加上电感电流会一起流过MOSFET，因此MOSFET会产生较大的开通损失(turn-on loss)。为了减少这种开通损失，建议选用SiC肖特基二极管(Schottky Barrier Diode, SBD)，因为肖特基二极管的反向恢复时间较短。

连续导通模式

② 临界导通模式(Critical Conduction Mode, CRM/Boundary Conduction Mode, BCM)

在临界导通模式下，MOSFET会在电感电流降到0时开通，因此MOSFET沙滩婚礼的开通损失较小。CRM需要监测电路输出电压，然后根据电压调整MOSFET脉冲宽度。当输出电压过高时，会减小MOSFET脉冲宽度；当输出电压过低时，会增加MOSFET脉冲宽度。所以谐振频率也不会固定，因为需要根据输出电压调整。

临界导通模式中印领土争议

③ 不连续电影短片导通模式(Discontinuous Conduction Mode, DCM)

在不连续导通模式下，每个周期内都存在电流为0的时期。与其他两种模式相比，DCM的峰值电流较大，MOSFET关断损失(turn-off loss)较大，电路的整体效率较低。但是，DCM不会受到二极管反向恢复时间的计算机软件考试影响，MOSFET的开通损失也很小。

不连续导通模式

④ 3种模式的比较

3. PFC应用电路3.1 MOSFET并联型PFC(PFC with parallel MOSFETs)

使用多个MOSFET并联能够支持大电源输入，因为电流会被分流，也同时减小了开关损耗。对于每个MOSFET，必须保证它们的电气特性和驱动条件相同。

MOSFET并联型PFC3.2 交错并联型PFC(Interleaved PFC)

交错并联型PFC包括两组boost电路瑞士滑雪场。两组MOSFET间的相位差180°，因此输出电流的纹波能够被部分抵消，而实际频率会变成2倍。另外，每组MO世界遗产名录SFET的开关频率都会减半，所以热设计会变得较简单。交错并联型的缺点是，和MOSFET并联型相比，其峰值电流会变久紧成2倍，会造成较大的导通损失。

交错并联型PFC交错并联型PFC波形3.3 无桥型PFC(Bridgeless PFC)

一种基本的无桥型PFC拓扑，以及主动式PFC和无桥PFC的比较如下。

无桥型PFC主动式 vs 无桥

一般来讲，MOSFET的Vds都要比二极管的Vf要小，所以无桥PFC的电路损失要比主动式要小。另外，李鸿章评价虽然可以用单个电感来pis微博代替双电感(L1和L2)，但双电感能很好地防止高dv/dt。

参考资料

[1] TOSHIBA_Appl娃娃多ication Note_Power Factor Correction (PFC) Circuits

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